Diseño de un medidor de corriente y voltaje analógico de banda ancha

Puede resultar sorprendente ofrecer un medidor puramente analógico cuando los medidores digitales se utilizan ahora con tanta frecuencia. Sin embargo, no es muy conocido que los medidores digitales tengan circuitos analógicos que preceden al convertidor analógico a digital (ADC). Los voltímetros analógicos de banda ancha, con frecuencias desde menos de 20 Hz hasta 200 kHz, se han utilizado ampliamente en el pasado y siguen siendo muy útiles.

Con amplificadores operacionales (op amps) modernos, el diseño de nuestro medidor analógico se puede simplificar enormemente. Este diseño proporciona un ancho de banda plano de 20 Hz a 1 MHz (-1 dB a 10 Hz) utilizando componentes de precio razonable.

No es difícil agregar la capacidad de medir corrientes en circuitos en los que la inserción de una resistencia de 0,1 Ω en el extremo puesto a tierra no reduce significativamente la corriente. Si el medidor funciona con batería o tiene una construcción de seguridad Clase 2, la conexión a tierra no tiene que ser una tierra real.

Los seis rangos de voltaje son 1, 10, 100 mV y 1, 10, 100 V a escala completa, mientras que los cuatro rangos de corriente son 10, 100 mA y 1, 10 A a escala completa. El diseño incorpora un detector de picos de banda ancha, cuya sensibilidad se puede cambiar para leer el voltaje máximo o el voltaje cuadrático medio (RMS) de una señal de onda sinusoidal.

Existe una disposición para insertar filtros externos para proporcionar respuestas de frecuencia especiales. Esta característica también permite utilizar el medidor como dos amplificadores separados con ganancia variable conmutada.

El instrumento funcionará con dos baterías de 9 V o con una fuente de alimentación de red de 9-0-9 V. El consumo de corriente es inferior a 25 mA para cada batería (sin ningún indicador de diodo emisor de luz (LED)), por lo que se puede predecir una larga vida útil.

El diagrama de bloques del instrumento se muestra en la Figura 1.

El selector de modo atenuador de entrada/corriente es necesario ya que queremos medir voltajes de hasta 100 V y no se pueden aplicar directamente al amplificador. El modo de corriente se selecciona de modo que no haya ningún contacto de interruptor en serie con la resistencia de detección de corriente, eliminando así una posible fuente de error. El pequeño precio a pagar es que se requiere un conector separado para el funcionamiento en modo actual.

El amplificador requiere una ganancia de alrededor de 1000 (60 dB) para dar una lectura de escala completa para una entrada de 1 mV. Esto se logra utilizando los dos amplificadores operacionales del LM4562, con ganancias de 31,62 cada uno. En realidad, el LM4562 está diseñado para preamplificadores de alta fidelidad, por lo que tiene poco ruido y baja distorsión, junto con un amplio ancho de banda. No es tan importante el voltaje de compensación, pero eso se puede superar en esta aplicación.

Dado que hay dos etapas de amplificador, es fácil proporcionar conectores y conmutación para que se puedan insertar otros circuitos entre los dos amplificadores, y también se pueden usar como amplificadores independientes si se agrega un conector adicional en la salida del segundo amplificador.

Se debe tomar una decisión importante con respecto al tipo de detector provisto para convertir la señal amplificada en CC para operar una pantalla digital o un instrumento puntero. El detector más simple es del tipo promedio de media onda, que nos dice poco sobre la señal y puede ocultar una excursión de voltaje significativa en el medio ciclo no detectado.

En el otro extremo de la escala de complejidad está el detector "verdadero RMS", etiquetado como "verdadero" para distinguirlo de un detector promedio cuya ganancia ha sido ajustada para leer el valor RMS de una señal de onda pero no de todas las demás. Esto es bueno si desea conocer el valor RMS de la señal, pero el único dispositivo a un precio razonable es el AD736, que está limitado a 200 kHz, mientras que el amplificador funciona hasta 1 MHz y más.

El tercer tipo de detector es el detector de pico de onda completa, y puede construirse a un precio razonable. Es muy frecuente que sea necesario medir el valor máximo de una señal, ya que puede indicar que algo en la cadena de la señal está sobrecargado y recortado en el pico. También es fácil encontrar el valor RMS de una señal de onda sinusoidal (incluso con hasta un 10 % de distorsión) dividiendo el valor máximo por 1,4 o multiplicándolo por 0,7, siempre y cuando la forma de onda no esté recortada significativamente. Esto se arregla fácilmente porque requiere que se encienda un atenuador de 3 dB.

Otro atenuador simple interpola entre los pasos de 20 dB (10 veces) del interruptor de rango, lo que permite que todas las indicaciones superiores a 0,5 mV en un instrumento puntero estén en la mitad superior de la escala. Se pueden aplicar ambos atenuadores.

La búsqueda de detectores de pico de onda completa publicados que funcionen hasta 1 MHz resultó infructuosa, pero fusionando técnicas de dos detectores inadecuados, se encontró una solución, utilizando otro LM4562 y dos transistores bipolares de RF BF140. Por supuesto, se pueden utilizar otros transistores con características similares o mejores, pero los transistores de uso general como BC547/847 no son adecuados.

Para este experimento, los bloques se describen individualmente, con sus esquemas (a excepción de los amplificadores), que utilizan un amplificador operacional dual y un interruptor de 2 polos, por lo que separarlos sería confuso. El esquema completo es demasiado grande para ser legible si se muestra en una sola página. Las conexiones de la fuente de alimentación en los amplificadores operacionales se muestran solo como V+ y V– y en el bloque de fuente de alimentación para evitar demasiados cables largos.

El esquema del atenuador de entrada y el interruptor de modo actual se muestra en la Figura 2.

El interruptor se muestra en la posición de mayor sensibilidad. Comenzando en la posición inferior y moviéndose en el sentido de las agujas del reloj, los pasos del interruptor son modo actual (10 mA), 100 V, 10 V y 1 V.

La resistencia del sensor de corriente (y todas las resistencias utilizadas en el proyecto a menos que se indique lo contrario) deben tener una tolerancia de ±1%, por lo que no es un componente barato pero sí asequible. Una alternativa es utilizar una resistencia de 0,15 Ω con otro valor en paralelo, elegida para dar cerca de 0,1 Ω. No debe estar bobinado a menos que tenga una carcasa metálica porque, de lo contrario, la inductancia podría introducir errores en altas frecuencias: 100 nH son 628 mΩ a 1 MHz.

Tenga en cuenta que la resistencia de detección de corriente está conectada lo más cerca posible del conector de entrada para no introducir resistencia adicional. Tampoco hay ningún condensador de bloqueo de CC en serie por la misma razón. Si se utiliza un componente con una potencia nominal de 1 W o más, cualquier componente de CC de menos de 10 A no debería causar problemas.

C2 debe ser un condensador de película de poliéster con una clasificación de 250 V o superior si utiliza voltajes de CC más altos.

El condensador de ajuste está ahí para ajustar las atenuaciones para que sean correctas en altas frecuencias. Estos valores funcionaron para mí, pero las capacitancias dependen mucho de la construcción, por lo que es posible que necesites valores o configuraciones diferentes.

El esquema se muestra en la Figura 3.

La conmutación está dispuesta de manera que no haya resistencias no utilizadas conectadas al circuito de señal; están pegados al suelo. La conmutación para los atenuadores de 3/10/13 dB y el 'filtro externo' se tratan en la siguiente sección.

Los interruptores se muestran en la posición de 1 V. Cada paso cambia la ganancia en 10 dB en cada polo del interruptor, dando pasos de 20 dB (10 veces).

El bajo valor de las resistencias de retroalimentación R10 y R16 es la clave para conseguir un ancho de banda amplio. Deben estar lo más cerca posible de 2,2 k Ω, lo que puede significar seleccionar entre varios componentes.

R5 y R10 podrían tener un valor de la serie E96 de 71,5 Ω u 82 Ω || 560 Ω (|| significa 'en paralelo'). R6 y R11 son 180 Ω || 3,3 kΩ. R7 y R12 son 820 Ω || 10 kΩ. Evidentemente, son posibles otras combinaciones. Además, R8 y R13 pueden ser de 220 kΩ.

Es necesario acercarse lo más posible a los valores requeridos porque de ello depende la precisión del instrumento. Si es posible, se deben evitar las resistencias preestablecidas o se deben utilizar componentes de alta calidad; de lo contrario, la estabilidad de la calibración se verá afectada.

Tenga en cuenta que el uso de resistencias de 2,2 kΩ y 220 kΩ para configurar la ganancia de retroalimentación produce un amplificador no inversor con una ganancia de 1,01 (0,086 dB), que está lo suficientemente cerca de 1.

Los atenuadores de 3 dB (onda sinusoidal de pico a RMS) y 10 dB (ampliador de escala), y los interruptores de filtro externos, se muestran en la Figura 4.

Como antes, es necesario medir las resistencias y elegir las que se acerquen más a los valores requeridos. Ayuda que, en este caso, los valores preferidos de E12 se puedan usar a costa de una resistencia adicional para la red de -13 dB.

Es útil examinar qué tan bien las resistencias de la serie E12 brindan la atenuación requerida. La tabla 1 muestra los resultados.

AtenuacióndB

Relación de atenuación

Resistencia del brazo superior

Resistencia del brazo inferior

RelaciónInferior / (inferior + superior)

Al utilizar resistencias de valor medido, el error se puede minimizar agregando una resistencia de bajo valor en serie con la resistencia que sea demasiado baja. Por ejemplo, si las resistencias de 3 dB fueran exactamente de 3,3 kΩ y 8,2 kΩ, el error podría solucionarse sumando 82 Ω en serie con los 3,3 kΩ.

Es bastante conveniente utilizar interruptores de palanca en esta red, pero, por supuesto, se podrían utilizar interruptores deslizantes o giratorios.

El detector de picos se muestra en la Figura 5.

Tiene tres características que aseguran un amplio ancho de banda:

Los diodos BAT54 se pueden sustituir por BAT85. D3 protege el medidor de corriente excesiva si el interruptor de rango está configurado incorrectamente.

Los dispositivos BF240 utilizados en el prototipo podrían ser sustituidos por otros dispositivos de características muy similares. Aunque es un dispositivo antiguo, todavía está disponible y se utilizaba para etapas de RF de radio FM, por lo que otros dispositivos para ese mismo servicio pueden ser adecuados. Tenga en cuenta que los dispositivos de uso general como BC547 y 2N3904 no son adecuados.

Además, R23 y R26 se pueden fabricar con dos resistencias de 1 k, además, R32 se puede fabricar con resistencias de 10 k y 56 k en paralelo. Su valor se elige de modo que la resistencia preestablecida, ajustada para leer 1 V en el medidor con una entrada de 1 V RMS a 1 kHz y el atenuador de 3 dB aplicado, deba estar aproximadamente a la mitad de su pista.

Se puede conectar una pantalla digital en lugar de R32, RV1 y el medidor, M.

El circuito de suministro de energía se muestra en la Figura 6.

Los condensadores de 100 nF deben montarse lo más cerca posible de los pines del IC en el lado de suministro de la traza. Si la traza fuera primero al pin del IC y luego al capacitor, habría una inductancia no deseada en serie con el capacitor, y no se necesita mucha inductancia para resonar con un capacitor de 100 nF.

A menos que se especifique (por ejemplo, "depende del diseño"), los números se basan en valores medidos del prototipo.

Puede producir 1 A utilizando un amplificador de audio con una resistencia de 8 Ω ±1 % (que disipa solo 0,125 W, por lo que una parte de ½ W está bien) en serie con la salida y la entrada de corriente. Ajuste el nivel de la señal de entrada para obtener 8 V RMS a través de la resistencia de 8 Ω.

Las respuestas de frecuencia en cada configuración de rango se muestran en las Figuras 7, 8, 9 y 10.

Las respuestas a 1,2 MHz están fuera del alcance de la barredora, por lo que se midieron con un generador de señal. En este rango, se espera una pequeña cantidad de ruido en la pista debido a la pequeña entrada y la alta ganancia. La Figura 11 muestra la respuesta del molinete a 100 mA.

Los filtros externos deben tener una resistencia de entrada de 10 kΩ o más y una resistencia de salida de 1 kΩ o menos.

Para mantener las emisiones de RF no deseadas fuera del medidor, se necesita una carcasa de metal o plástico conductor. Puede que sea necesario colocar perlas de ferrita en todas las entradas y salidas lo más cerca posible del conector. Es posible que se requiera un capacitor de muy bajo valor, como 10 pF, entre las entradas de cada amplificador operacional.

Se podrían agregar varias extensiones interesantes a este diseño para proporcionar características adicionales, que incluyen: